TV Technik

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8. Trägerfrequente Übertragung von digitalen Fernsehsignalen

Die Übertragung der datenkomprimierten digitalen Video- und Tonsignale beim Fernseh-Rundfunk kann nur über die vorgegebenen terrestrischen und Satelliten-Kanäle erfolgen. Zusätzliche, ggf. auch breitere Fernsehkanäle sind, außer in dem neuen 22-GHz-Band (21,4 ...  22 GHz) für HDTV-Übertragung, in absehbarer Zeit nicht vorgesehen. Als Übertragungsverfahren kommen die Phasenumtastung oder die Quadraturamplitudenmodulation des hochfrequenten Trägers in Betracht. Die bisher im Rundfunkbereich beim DSR-Verfahren (Digital Satellite Radio) angewandte 4-Phasenumtastung (4-PSK) erlaubt eine übertragbare Datenrate (in Mbit/s) von etwa 1,4 mal der Kanalbandbreite (in MHz). Das lässt zwar im Satellitenkanal mit einer Kanalbandbreite zwischen 26 und 36 MHz Datenraten bis zu 50 Mbit/s zu, in terrestrischen Rundfunkund Kabel-Kanälen im VHF- und UHF-Bereich mit 7 bzw. 8 MHz sind dies jedoch bei Anwendung der 4-PSK nur maximal etwa 11 Mbit/s. Außerdem wird zukünftig auch die Belegung eines TV-Kanales mit mehreren Programmen von großem Interesse sein. Es ist also naheliegend, Modulationsverfahren mit größerer Bandbreitenausnutzung anzuwenden.

8.1 Digitale Trägermodulaltion

Von den im Vergleich zu den analogen Modulationsverfahren, möglichen digitalen Modulationsverfahren, die als „Tastung" bezeichnet werden, wie

  • Amplitudentastung (Amplitude Shift Keying, ASK)
  • Frequenzumtastung (Frequency Shift Keying, FSK)
  • Phasenumtastung (Phase Shift Keying, PSK)

kommt für die Übertragung von höheren Datenraten praktisch nur die Phasenumtastung, als 4-PSK oder 8-PSK, in Frage. Hier aber liegt bereits eine „Quadratur-Phasenumtastung (QPSK)" bzw. eine „Quadratur-Amplituden-Phasenumtastung (QAPSK)" vor, d. h. eine Tastung auf zwei um 900 zueinander phasenverschobenen Komponenten der Trägerschwingung, die als „1-(1n-Phase)-" und „Q-(Quadratur)-Komponente" bezeichnet werden. Allgemein spricht man von der Quadraturamplitudenmodulation, die YI-stufig realisiert wird.

8.1.1 2n-Phasenumtastung und 2n-Quadraturamplitudenmodulation

Ausgangspunkt der mehrstufigen Phasenumtastung und Quadraturamplitudenmodulation ist die 2-Phasenumtastung. In einem Multiplizierer wird dabei die Phase der anliegenden Trägerschwingung vom binären NRZ-Datensignal zwischen 00 und 1800 umgeschaltet. Das Spektrum des Modulationsproduktes ergibt sich durch Verschiebung des Basisbandspektrums (positiver und negativer Bereich) von der Frequenz null in den Frequenzbereich um die Trägerfrequenz fT. Bild 8.1 a zeigt dies für die 2-PSK.

In einem nächsten Schritt wird die Zweiphasenumtastung auf eine 00 - und eine 900 -Komponente der Trägerschwingung vorgenommen, indem das serielle Datensignal nach Zusammenfassen von jeweils zwei Bits und Serien-Parallel-Wandlung dieser Dibit-Kombination in zwei parallele Datenströme mit halber Schrittgeschwindigkeit umgewandelt wird. Die beiden 2-PSK-Signale werden vektoriell addiert und bilden so das Modulationsprodukt der 4-Phasenumtastung, deren Zeigerdiagramm und Spektrum (Umhüllende), bezogen auf die Bitrate rBit bzw. Bitfolgefrequenz fBit des seriellen Datensignales, in Bild 8.1 b dargestellt sind. Die notwendige Übertragungsbandbreite ist nun gegenüber der 2-PSK auf die Hälfte reduziert.

 

Bild_8.1.jpg

 

Durch Zusammenfassen von drei aufeinanderfolgenden Bits und Serien-Parallel-Wandlung in zwei dreistufige Signale, die wiederum jeweils eine 00 - und eine 900 -Komponente der Trägerschwingung um- bzw. ausschalten, erhält man die 8-Phasenumtastung, Bild 8.1 c. Mit einer Kombination von vier aufeinanderfolgenden Bits, die nach Serien Parallel-Wandlung und Digital-Analog-Wandlung in zwei vierstufige Signale umgesetzt werden, kommt man zu 16 möglichen Vektorzuständen und damit zur 16-stufigen-Quadraturamplitudenmodulation (16-QAM), siehe dazu Bild 8.1 d. Die notwendige Übertragungsbandbreite ist, wie dem Spektrum zu entnehmen ist, im Vergleich zur 4-PSK nochmals auf die Hälfte reduziert. Auf ein Sechstel der Spektrumsbreite der 2-PSK reduziert sich das Spektrum bei der 64-stufigen Quadraturamplitudenmodulation (64-QAM), wo durch Zusammenfassen von sechs Bits zwei achtstufige Signale abgeleitet werden, Bild 8.1e.

Die praktisch notwendige Übertragungsbandbreite kann, bei einem Roll-Off-Faktor von r = 0,4 beim Spektrum, mit etwa dem 0,7-fachen Abstand der beiden ersten Nullstellen im Spektrum angenommen werden. In einem 8-MHz-Übertragungskanal in terrestrischen Funk- oder Kabelnetzen könnten demnach etwa folgende Bitraten mit 211-PSK bzw. 2n-QAM übertragen werden:

mit 4-PSK

11,4 Mbit/s

8-PSK

17,1 Mbit/s

16-QAM

22,8 Mbit/s

32-QAM

64-QAM

28,5 Mbit/s

34,2 Mbit/s.

 

Die mit zunehmender Stufenzahl der Phasenumtastung oder Quadraturamplitudenmodulation steigende Übertragungsrate ist allerdings verbunden mit einer zunehmenden Störanfälligkeit des Modulationsproduktes, weil der Entscheidungsbereich für eine BitKombination bei gegebener maximaler Trägeramplitude immer geringer wird. Das heißt, dass mit zunehmender Komplexität des Modulationsverfahrens zum Einhalten einer maximal zulässigen Bitfehlerrate ein immer höherer Signal/Rauschabstand im Übertragungskanal notwendig wird. Eine ausführliche Beschreibung der digitalen Modulationsverfahren findet sich z.B. in [77].

8.1.2 OFDM-Verfahren

Die Bandbreitenausnutzung bei den beschriebenen digitalen Modulationsverfahren kann noch verbessert werden durch eine steilere Begrenzung des HF-Spektrums über eine Tiefpaß-Roll-Off-Filterung des Datensignales mit einem Roll-Off-Faktor kleiner als 0,4. Die scharfe Begrenzung des Datenspektrums hat allerdings zunehmend ein stärkeres Vor- und Nachschwingen der Systemreaktion zur Folge und erfordert somit ein genaues Einhalten des Abtastzeitpunktes beim empfangenen Datensignal und u. U. eine zusätzliche adaptive Entzerrung, die sich Schwankungen der Übertragungsfunktion im Kanal anpasst.

Eine andere Möglichkeit zur besseren Bandbreitenausnutzung bei gleichzeitig verringerter Empfindlichkeit gegenüber frequenzabhängigen Veränderungen der Übertragungsfunktion bietet sich mit dem OFDM-Verfahren, dem Orthogonal Frequency Division Multiplex. Gegenüber dem herkömmlichen Frequenzmultiplex-Verfahren (FDM), wo ein Übertragungskanal nur auf der Frequenzachse in Teilbänder unterteilt wird, die auf der Empfangsseite durch Bandpaß-Filter mit mäßig steilen Flanken einzeln zurückgewonnen werden, wird nun beim OFDM-Verfahren der auf die Bandbreite BHF begrenzte Übertragungskanal auch noch auf der Zeitachse unterteilt. Man erhält so den bandbegrenzten Übertragungskanal in der Frequenz-Zeit-Ebene. In Bild 8.2 ist dies an einem Beispiel mit N = 5 Frequenzintervallen der Breite Af innerhalb der Bandbreite BHF, also mit

Formel_8.1.jpg

und den auf der Zeitachse sich periodisch fortsetzenden Zeitintervallen At dargestellt. In jedem Frequenzintervall liegt ein Unterträger, der mit einem Teil des insgesamt zu übertragenden Datensignales moduliert wird. Damit wird auf jedem Unterträger nur eine geringe Datenrate übertragen, und das Spektrum wird an den Bandgrenzen steil abfallend begrenzt. Die Mittenfrequenz der Frequenzintervalle Afund damit die Trägerfrequenz der Unterträger werden so festgelegt, daß Orthogonalität besteht durch die Bedingung

 

Formel_8.2.jpg

wobei nun Delta t gleich der Symboldauer eines Teil-Datenstromes ist.

 

Bild_8.2.jpg

Die Teilbandspektren der Unterträger überlappen sich in diesem Fall ohne Interferenz, weil Maxima und Nullstellen der Teilspektren aufeinanderfallen, wie in Bild 8.3 an einem einfachen Beispiel gezeigt wird. Man erkennt nun gegenüber dem Spektrum eines einzelnen Trägers, der mit dem Gesamtdatenstrom moduliert ist, dass im Fall der OFDM sich eine bessere Bandbreitenausnutzung ergibt. Dies trifft um so mehr zu, je höher die Anzahl N der Unterträger ist. Die Störanfälligkeit gegenüber frequenzselektivem Schwund z. B. wird damit auch reduziert, wenn nur ein Teil des übertragenen Dgtenstromes betroffen ist.

 

Bild_8.3.jpg

Die einzelnen Unterträger können durch die üblichen Verfahren der digitalen Trägertastung, z.B. durch 4-PSK oder 16-QAM moduliert werden, d.h. allgemein durch IQ-Modulation der Quadraturkomponenten eines Trägers von einem Datensignal mit den Code-Elementen c = cI + jcQ.

Die praktische Realisierung der OFDM erfolgt durch Inverse Discrete Fourier fransformation, unter Anwendung des Fast Fourier Transformations-Prozesses (FFT), dann als IDFFT bezeichnet, des Datensignales in die Komponenten Cl und CQ und nachfolgender D-A-Wandlung. Empfängerseitig erfolgt nach A-D-Wandlung der auf die I- und Q-Achse demodulierten Datensignale eine Diskrete Fourier fransformation, als DFFT, in den Zeitintervallen At und Parallel-Serien-Wandlung des Datenstromes.

Während die Fourier-Transformation ein Signal u (t) vom Zeitbereich in den Frequenzbereich transformiert, mit Angabe der Spektralkomponenten durch ihren Real- und Imaginäranteil, Bild 8.4a), erfolgt bei der Inversen Fourier-fransformation der umgekehrte Vorgang mit Transformation der Spektralkomponenten in eine dazu korrespondierende Zeitfunktion Bild 8.4b. Bei der „diskreten" Fourier-Transformation wird der Transformationsprozeß auf eine zeitlich begrenzte Folge von Signalwerten (Abtastwerten) vorgenommen, was ein periodisches Frequenzspektrum zur Folge hat. Andererseits transformiert die „diskrete" Inverse Fourier-Transformation ein periodisches Frequenzspektrum wieder in eine zeitlich begrenzte Folge von Signalwerten [130, 134].

Bild_8.4.jpg

Praktisch ausgeführte OFDM-Systeme arbeiten z. B. mit einer FFT-Länge von 8 K, entsprechend 8 x 1024 = 8192 Abtastwerten. Mit einer Abtast- bzw. Taktfrequenz von fA = 8 MHz und der Abtastperiodendauer TA = 0,125 us ergibt das eine Symboldauer von

 

Rechnung_8.1.jpg

Damit verbunden ist ein Frequenzintervall von

Rechnung_8.2.jpg

was innerhalb einer Bandbreite von BHF = 7,5 MHz (in einem 8-MHz-TV-Kanal) insgesamt N = 7680 Unterträger bedeutet. Bei einer angenommenen Gesamtdatenrate von z.B. rBit = 36 Mbit/s entfallen damit auf einen Unterträger 4,6875 kbit/s [130].

Ein realer Übertragungskanal weist Mehrwegeausbreitung auf. Betrachtet man einen Unterträger, so wird am Empfangsort wegen der mehrfach einfallenden Signale erst nach einer gewissen Zeit aus der Überlagerung der Teilsignale das resultierende Empfangssignal den eingeschwungenen Zustand aufweisen. Dieses Problem kann durch Einfügen eines Schutzintervalles AT eliminiert werden. Dabei wird nun sendeseitig das Datensignal auf den einzelnen Träger mit der Dauer Delta T + Ts ausgestrahlt. Empfangsseitig startet der Decoder erst nach Ablauf des Schutzintervalles AT (Bild 8.5). Die effektive Kanalkapazität wird durch das Schutzintervall allerdings mit dem Faktor reduziert.

Formel_8.3.jpg

Mit Einbeziehung eines Schutzintervalles, dessen Dauer die Laufzeit von Signalen aus verschiedenen Senderstandorten berücksichtigt, kann ein Gleichwellennetz betrieben werden.

Bild_8.5.jpg

Dem Einfluss von selektivem Schwund und damit der Auslöschung von einzelnen Unterträgern begegnet man durch eine geeignete Kanalcodierung, womit aus dem OFDM-Verfahren das COFDM- Verfahren (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex) wird.

Das COFDM-Verfahren wurde im Zusammenhang mit dem DAB-System (Digital Audio Broadcasting) entwickelt zur Übertragung von Rundfunk-Tonsignalen mit hoher Qualität und geringer Beeinflussung durch schwankende Eigenschaften des Übertragungskanales, insbesondere für den Empfang in bewegten Fahrzeugen [135, 136].

8.2 Hierarchisch strukturierte Modulation

Wie bereits im Abschnitt 7.3 beschrieben, lässt sich der MPEG-Datenstrom in verschieden gewichtete Teildatenströme unterteilen. Je nach verwendetem Decoder wird dann der entsprechende Anteil im Gesamtdatenstrom verwertet. Die hierarchische Unterteilung des Datenstromes ermöglicht aber auch eine Berücksichtigung von unterschiedlichen Übertragungsbedingungen z. B. bei einem Absinken der Empfangsfeldstärke mit zunehmender Entfernung vom Sender und damit verbundener Verringerung des hochfrequenten Signal/Rauschabstandes.

Im Gegensatz zur analogen Signalübertragung, wo mit sinkendem Eingangssignal am Empfänger die Wiedergabequalität des Fernsehbildes allmählich schlechter wird („gutmütiges Ausfallverhalten"), weist der digitale Übertragungskanal ein abruptes Abfallen der Qualität auf (Bild 8.6). Dem begegnet man nun dadurch, dass je nach Signal/Rauschabstand und damit bedinger Bitfehlerrate in Stufen von höchstmöglicher Bildqualität (z. B. HDTV) auf geringere Wiedergabequalität (EDTV, SDTV) zurückgegangen wird („graceful degradation"). Die technische Realisierung basiert auf einer nichtgleichmäßigen Verteilung der Vektorzustände im I-Q-Diagramm, wie am Beispiel einer Non-Uniform-64-QAM in Bild 8.7 gezeigt ist. Dabei werden die höchstwertig zu demodulierenden Bits in die Quadranten-Definition („xx"), die nächstwertigen Bits in die Unter-Quadranten-Defintion (". .xx. .") und die für die höchste Qualitätsstufe noch mit verantwortlichen Bits in die eigentlichen Vektorendpunkte („ . . . . xx") codiert. Darüberhinaus kann noch mit unterschiedlichem Fehlerschutz in den einzelnen Hierarchien gearbeitet werden [124, 126, 128, 130].

Bild_8.6.jpg

Bild_8.7.jpg

8.3 Schema eines digitalen TV-Übertragungssystems

Die Übertragung von digitalen Fernsehsignalen einschließlich des Begleittones wird über die bereits bestehenden terrestrischen und Satelliten-Kanäle erfolgen. Dabei sind unterschiedliche Kanalbandbreiten genauso wie unterschiedliche Empfangsbedingungen zu berücksichtigen. Im Satelliten-Kanal kann nach derzeitigem Stand von einer Kanalbandbreite zwischen 26 und 36 MHz ausgegangen werden, der sich beim Empfänger ergebende Signal/Rauschabstand wird im Bereich zwischen 10 bis 20 dB liegen. Außerdem ist ein witterungsbedingter Abfall des HF-Signales zu berücksichtigen. Bei Kabel-Verteilsystemen andererseits wird man mit bestehenden VHF- oder UHF-Kanälen mit 7 bzw. 8 MHz Bandbreite arbeiten, am Empfängereingang ist aber doch ein HF-Signal/ Rauschabstand von 40 dB oder mehr gewährleistet. Im terrestrischen Übertragungskanal wiederum liegt auch eine Bandbreite von 7 bzw. 8 MHz vor, die Empfangsbedingungen können unterschiedlich sein, sie schwanken, und es muss mit einem HF-Signal/Rauschabstand im Bereich von etwa 20 bis 40 dB gerechnet werden. Daraus ist zu ersehen, dass unterschiedliche Konzepte zur Anwendung kommen werden.

8.3.1 Übertragung im Satelliten-Kanal

In den USA werden seit April 1994 mit dem System "DirecTV" den Fernsehteilnehmern über Satellitenkanäle des DBS-1 im 11- bzw. 12-GHz-Bereich bereits etwa 80 Programme über digitale Signale angeboten. Über den zweiten Satelliten DBS-2 sollen nochmals 80 Kanäle, aufgeteilt auf 16 Transponder mit einer Bandbreite von 24 MHz, bereitgestellt werden. Die Bildsignalcodierung erfolgt über einen modifizierten MPEG-1-Standard.

Für Europa hat das European Telecommunications Standards Institute (ETSI) im Mai 1994 den Entwurf für ein „Digitales Rundfunk-Fernsehsystem für Bild-, Ton- und Datenübertragung" mit den Übertragungswegen „Satelliten-Kanal" und „Breitband-Kabel" den damit befassten Gremien und Institutionen zukommen lassen, der die Grundlage für die Einführung des Digitalen Fernsehens in Europa bilden soll. Darin festgelegt wurden die Kanalcodierung und das Modulationsverfahren, wobei hier verschiedene Varianten zur Diskussion stehen [131, 133].

Ausgegangen wird von einem MPEG-2-Datenstrom, den der Multiplexer aus Video-, Audio- und Datensignalen von verschiedenen Quellen generiert und der, abhängig von der Transponder-Bandbreite und dem eingebrachten Fehlerschutz, eine Bitrate zwischen etwa 20 und 65 Mbit/s aufweisen kann (Bild 8.8). Das Datensignal wird zunächst einer Verwürfelung unterworfen, zur gleichmäßigen Energieverteilung im HF-Kanal und zur Sicherstellung genügend vieler „0— 1 "-Übergänge für die Taktrückgewinnung. Es folgt das Einbringen eines Fehlerschutzes gegen Bitfehler, die im Übertragungskanal auftreten,

 

Bild_8.8.jpg

nach einem REED-SOLOMON-Code (RS 204, 188), und ein „Interleaving" der Bits, um Burst-Fehler zu vermeiden. Als weiterer Fehlerschutz wird dem Datensignal ein punktierter Faltungscode, der den Gegebenheiten im Übertragungskanal, wie Bandbreite und Sendeleistung relativ flexibel angepasst werden kann, aufgebracht.

Anschließend erfolgt die Zuordnung des Datensignales auf den I- und Q-Kanal des 4-PSK-Modulators mit spektraler Filterung des Basisbandsignales zur Bandbegrenzung im HF-Übertragungskanal. Das Basisbandsignal wird dabei über eine HalbNYQUIST-(Wurzel-cos2-)-Filterung mit einem Roll-Off-Faktor r = 0,35 auf den Frequenzbereich bis 1,35-mal der NYQUIST-Frequenz begrenzt. Die Aufbereitung des HFSignales geschieht in der ZF-Ebene z. B. bei 70 MHz.

Als Beispiel kann ein 33-MHz-Transponder angenommen werden, über den mit 4-PSK ein Datensignal mit etwa 26 MBd bzw. 52 Mbit/s übertragen wird, was bei einer Coderate im Faltungscoder von 2/3 bzw. 7/8 und dem angesprochenen RS-204, 188-Code eine Netto-Bitrate vom Multiplexer von etwa 35 bzw. 45 Mbit/s zulässt.

8.3.2 Übertragung im Breitband-Kabelnetz

Die Festlegungen werden auf einen 8-MHz-Kabelkanal bezogen. Das ankommende Datensignal, von direkter Einspeisung oder von einer Satelliten-Empfangsstation, wird in den ersten Stufen genauso verarbeitet wie bei der Satelliten-Übertragung. Es entfällt aber dann der innere Fehlerschutz über den Faltungscoder, weil bei Kabelübertragung ein genügend hoher Signalpegel am Empfänger anliegt. Aus diesem Grund kann im Kabelkanal auch mit einer höherstufigen Quadraturamplitudenmodulation gearbeitet werden, um eine Datenrate von etwa 40 Mbit/s in einem 8-MHz-Kanal zu übertragen. Es kann angenommen werden, dass 64-QAM zur Anwendung kommt [128, 133].

Der byteweise geordnete Datenstrom wird in einem Konverter auf 6-bit-Symbole umgeordnet, die nach einer Differenzcodierung der beiden höchstwertigen Bits in die I- und Q-Datensignale gewandelt und nach einer Impulsformung über ein Halb-NYQUIST-Filter mit dem Roll-Off-Faktor r = 0,15 auf den I-Q-Modulator gegeben werden. Der Frequenzbereich wird so auf den 1,15-fachen Wert der NYQUIST-Frequenz begrenzt (Bild 8.9).

Bild_8.9.jpg

Über einen 8-MHz-Kabelkanal könnten so durch 64-QAM maximal 41,76 Mbit/s übertragen werden. Die ETSI-Empfehlung sieht vor, ein digitales TV-Signal mit etwa 41 Mbit/s zu übertragen, was unter Berücksichtigung der RS-204,188-Codierung eine Netto-Bitrate von etwa 38 Mbit/s zulässt. Untersuchungen laufen allerdings auch bereits mit 256-stufiger Quadraturamplitudenmodulation.

8.3.3 Terrestrisches Sendernetz

Definierte Empfehlungen oder Festlegungen zur Verbreitung des digitalen Fernsehsignales in terrestrischen Sendernetzen über 7-MHz- oder wahrscheinlich nur 8-MHz-Kanäle liegen noch nicht vor. Es kann allerdings davon ausgegangen werden, dass das COFDM Verfahren wegen der im terrestrischen Funkkanal auftretenden Störeinflüsse wie Echos, Gleich- und Nachbarkanalstörungen sowie orts- und witterungsbedingten Dämpfungsänderungen zur Anwendung kommt. Als Modulationsverfahren stehen die 16-QAM oder ein höherstufiges Verfahren zur Diskussion. In jedem Fall wird eine „Non-Uniform-QAM" für eine „graceful degradation" (siehe Abschnitt 8.2) sorgen [126, 130, 133].

Es wird noch einige Zeit in Anspruch nehmen, bis der herkömmliche Fernsehempfänger für den Empfang von digitalen Fernsehsignalen ausgerüstet sein wird. In der Übergangszeit werden sogenannte „Set-Top-Boxen", Beistellgeräte als Zusatzeinrichtungen notwendig. In so einem „Integrierten Empfänger-Decoder" werden die Empfangssignale, von der Satelliten-Outdoor-Unit oder von der Kabelanschlußdose, zunächst hochfrequenzmäßig aufbereitet, in den ZF-Bereich umgesetzt und dort demoduliert. Die Demodulation des 4-PSK-Satellitensignales erfolgt unter Einbeziehung eines VITERBI-Decoders zur Auswertung der Faltungscodierung. Bei der 16-QAM-Kabelübertragung entfällt dieser Algorithmus. Nach dem „Rücksortieren" (Deinterleaving) der verschachtelt übertragenen Bits wird eine Fehlerkorrektur über die Auswertung des REED-SOIDMON-Fehlerschutzes vorgenommen. Der Demultiplexer, in dem auch die Auswahl des gewünschten Programms innerhalb des gewählten RF-Kanals erfolgt, teilt dann den Datenstrom in die Anteile für Video, Audio und Teletext auf. Nach ggf. notwendiger Entschlüsselung, über eine Zugriffsberechtigung, erfolgt die eigentliche Decodierung der Datenströme und Aufbereitung eines RGB-Videosignales oder eines PAL-codierten FBAS-Signales und des Stereo- oder Mehrkanal-Tonsignales.

 


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